搜索77GHz 毫米波雷達功分器設計
2016-11-22 by:CAE仿真在線 來源:互聯網
1.引言
在當前復雜的微波收發系統中,通常需要將微波信號分成幾路,分別用于各個通道,對于功分信號的幅相一致性、隔離度等有越來越高的要求。在毫米波以及更高頻段下,傳統威爾金森功分器存在兩路輸出端之間耦合嚴重,并且隔離電阻尺寸在毫米波高頻下無法忽略,使傳統威爾金森功分器的電路性能和應用受到局限。常規微帶功分器設計中,對輸出支路之間的耦合效應和隔離電阻的傳輸線效應沒有統一考慮,從而導致了在更高頻段下的幅相一致性差的問題。針對上述問題,本文提出了一種基于薄膜電路工藝的新型威爾金森功分器,該設計通過減少兩路輸出支路之間耦合和考慮隔離電阻的傳輸線效應[3],較好地解決了傳統威爾金森功分器在毫米波頻段下幅相一致性差的問題。
2.原理分析
傳統威爾金森功分器的設計忽略了隔離電阻在毫米波頻段下的傳輸線效應,并且兩路輸出端在毫米波頻段下間距小,導致嚴重耦合,電路原理模型如圖1(a)所示。新型的威爾金森功分器模型考慮了隔離電阻在毫米波下的傳輸線效應,并在兩路輸出端和理想電阻之間增加了一段額外的傳輸線,該段傳輸線能夠增加兩臂之間的距離,從而減少兩臂之間的耦合,降低隔離電阻分布參數的影響,電路原理模型如圖1(b)所示。威爾金森功分器的特性分析
基于電路的對稱性,進行偶模和奇模分析,如圖2所示。ZINA、ZINB 分為從端口2 向左、向下看的等效阻抗;對稱位置的阻值為R 隔離電阻分解為兩個阻值為R/ 2的電阻串聯,電路中的所有阻抗均歸一化,其中將兩臂的阻抗和電長度設為01 Z 和1θ,支路的電長度和特性阻抗為02 Z 和2 θ ,隔離電阻歸一化阻值為r 。
2.1 偶模分析
在偶模激勵下,對稱位置激勵的信號具有相同的幅度和相位,從而對稱位置等效于開路,因此其隔離電阻可以忽略不計,該電路可以等效為簡單的雙端口匹配網絡。從端口2 看入,我們可以得出:
由并聯阻抗與端口2 的阻抗匹配得出:
2.2奇模分析
在奇模激勵下,對稱位置激勵的信號具有相同的幅度,但是相位相反,從而對稱位置等效于接地短路。對于這種激勵模式,端口2 是匹配的,全部功率都傳送到r/2 電阻上,而沒有進入端口1。采用和偶模分析相同方法,我們可以得出:
3.仿真設計
本功分器設計選用厚度為0.254mm,介電常數為9.6 的99.6% Al2O3作為基片材料,相比其他材料,其損耗低、強度高、熱導率高。根據前文理論分析,在W 波段下設計了的一種改進型功分器,其模型如圖5 所示。圖中端口1 為輸入端口,端口2和端口3 為輸出端口,在隔離電阻與雙臂之間增加了一段二分之一波長的微帶線,即不影響隔離電阻,又可以使兩路輸出支路在一條直線上,從而減小了兩路輸出端之間的耦合度,提高兩路輸出信號的幅相一致性。采用HFSS 對其進行三維電磁仿真,仿真結果如圖6 所示。
由圖6 仿真結果可知,在75GHz~78GHz 范圍內,兩路功率不平衡度小于0.15dB,插入損耗小于3.7dB,在中心頻率處相位相差0.5°,輸入反射系數大于20dB,端口隔離度大于10dB。
4.實驗驗證
基于上述仿真設計結果,對該功分器進行了實物加工和基于系統的測試,整個電路外形尺寸為2.5mm×3mm,其實物照片如圖7 所示。
該設計已成功應用于W 波段毫米波收發組件, 該組件測試結果顯示: 在中心頻率為76.5GHz,帶寬1GHz 內,發射功率為11dBm,接收支路噪聲系數為6.5dB,增益27dB。各項測試指標滿足系統要求并已成功應用于W 波段FMCW 防撞雷達,證明了這種新型功分器結構的正確性和合理性。
5.結論
該功分器設計中通過減少輸出支路之間的耦合效應,并充分考慮隔離電阻的傳輸線效應,有效改善了功分器的幅相一致性,但是由于在輸出支路和隔離電阻之間引入了二分之一波長的傳輸線,導致工作帶寬較窄,有待后續繼續研究改進。
參考文獻
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Conference on Microwave and MillimeterWave Technology. Builin:[s.n.],2007:1-4.
[3] Stephen Horst, RamananBairavasubramanian, Manos M.Tentzeris. Modified Wilkinson Power Dividers forMillimeter-Wave
Integrated Circuits. IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques,Vol 55, No.11,November 2007
[4] B.Boukari, D.Hammou, E.Moldovan.NHMICs on Ceramic Substrate for Advanced Millimeter Wave Systems. IMS2009
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